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액티브 클램프 포워드 컨버터로 루프를 폐쇄하는 법 ②

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글/크리스토피 바소, 온세미컨덕터

보상 전략

완전한 Type 3 전달 함수를 사용하면, 안정화하려는 컨버터의 전력 단계 응답에 기반한 보상 전략에 대해 생각할 수 있다. 이 응답을 구하는 데에 몇 가지 옵션이 있다. 매스캐드(MathcadⓇ)로 우리가 (1)에서 계산한 분석식으로 계산하거나 벤치에서 측정할 수 있다. 이 마지막 옵션의 경우, 작동하는 하드웨어가 필요하다. 또 다른 실행 가능한 대안은 그림 7의 SIMPLISⓇ 시뮬레이션 회로다.

[그림 7] 이 간단한 폐쇄-루프 ACF 템플릿은 데모 버전 요소로 작동한다.

SIMPLISⓇ는 스위칭 컨버터에서 소-신호 응답(small-signal response)을 추출할 수 있는 구분적 선형(piece wise linear, PWM) 시뮬레이터이다. 단순히 시뮬레이트된 회로를 고려할 때, 제어-출력, 즉 Vout(s)/D(s)은 데모 버전 요소 (https://www.simplistechnologies.com/)에서 몇 초 내에 구할 수 있다. 위상 및 크기 그래프는 그림 8에 제시되어 있다. 이 응답은 36-72-V 입력 라인에서 3.3V/30A를 제공하는 컨버터의 응답에 해당한다. 메인 컨트롤러는 500kHz 스위칭 주파수에서 작동하는 온세미컨덕터의 NCP1566이다. 변압기 권선비는 6:1인 반면, 2차 측 인덕터는 0.5μH이다. 액티브 클램프 공진 네트워크에서 발생하는 글리치는 잘 제어되며 안전하게 그 너머로 교차할 수 있다. 이 예에서는 30kHz 크로스오버 주파수 fc를 선택한다.
이 그래프에서, 다음과 같은 정보를 추출할 수 있다. 30kHz에서의 크기 감쇠는 약 11.8dB이고, 이 주파수에서의 위상 지연은 133°에 이른다. 이러한 데이터를 보유할 때, 보상 전략은 다음과 같다.
1. 더블 제로(Double zero)를 8.7kHz로 계산된 출력 필터 공진보다 약간 아래에 놓는다. 일반적으로 DCM에서 변환기가 전환되면, 공진에 0을 배치하고 두 번째에는 더 낮게 배치할 수 있다. 이로써 경부하(light-load) 조건에서 우수한 위상 여유(phase margin)가 보장된다. 이 예에서 자체 구동 형 동기식 정류기는 부하가 없는 상태에서도 CCM 작동을 보장한다.

[그림 8] 스위칭 파형은 동작점을 확인하고 소-신호 응답은 안정화 프로세스에 필요한 정보를 제공한다.

2. 스위칭 주파수의 절반 즉, 250kHz로 극 fp2를 배치한다.
3. 주어진 60°의 위상 마진을 목표로, 위상에서 필요한 부스트를 평가한다[6].

                   (21)

이 값은 Type 2가 최대값으로 90°에 제한되므로 Type 3이 필요하다는 것을 확인해 준다.
4. 이 보상기는 두 개의 0과 두 개의 극을 연결한다. 원 기여도에서 극을 무시하면, 이 극/0 쌍에 의해 생성된 위상 부스트는 아래와 같다.

           (22)
더블 제로뿐만 아니라 fp2도 이미 고정되어 있다. fp1의 위치를 결정하는 관심 각도는 다음과 같다.

     (23)

따라서, 위상 부스트가 105°가 되도록 두 번째 극의 위치를 지정해야 한다.
　　　　                                                          (24)

5. MathcadⓇ 시트 [2]에서 계산한 정상화된 구성요소 값은 R2가 390Ω(CTR = 1)인 반면, C1 = 100nF, C2 = 22nF, R3 = 27Ω 그리고 C3 = 22nF이다.
30kHz 또는 그 이상에서 교차한다는 것은 자체 응답이 빌드하려는 Type 3 형식에 영향을 미치지 않는 빠른 연산 증폭기를 의미한다. [9]의 논문은 제대로 선택되지 않은 연산 증폭기가 최종적인 보상기 성능에 어떻게 영향을 주어 위상 마진을 크게 저하시키는지를 설명한다. 이 예에서는 TLV271을 선택했고 크기 반응은 이 회로에 영향을 받지 않는다. 또한, 보상기 응답에 영향을 주는 옵토 커플러를 유의해야 한다. PS2801은 이러한 dc-dc 컨버터의 전형이다. 이미 언급했듯이, 션트 기반의 피드백 경로는 적당한 콜렉터 전류를 부과하고 에미터 전압을 고정시켜서 캐스 코드와 유사한 구성을 재현한다. 거의 일정한 Vce 전압을 고려하면, 밀레 효과(Millet effect)가 크게 감소되어 자연스럽게 옵토 커플러 극을 더 높은 주파수로 격하시킨다. 그러나 30-kHz 크로스오버 주파수에서, 예상 위상 마진을 잘라낼 가능성이 있으며 그림 6의 RLED와 병렬로 단순한 커패시터를 통해 그 존재를 보상할 수 있다.
우리는 이제 루프 이득 T(s)를 도표 하고 우리가 어떤 마진을 갖고 있는지 확인할 수 있다. 그림 9 MathcadⓇ로 도표화 된 루프 이득을 보여준다. 예상되는 60° 위상 마진과 함께 이론적인 30-kHz 크로스오버 주파수를 확인한다.

[그림 9] 루프 이득은 올바른 위상 마진과 함께 선택된 크로스오버 주파수를 확인한다.

최종 회로

그림 10은 1차측 계통도를 보여주고 2차 측은 그림 11에 나타난다. NCP1566은 견고하고 에너지 효율적인 액티브 클램프 컨버터를 구축하는 데 필요한 모든 기능을 갖추고 있다.

[그림 10] 1차 측은 액티브 클램프 컨버터인 NCP1566 용으로 특별히 설계된 컨트롤러를 사용했다.

이 부분에는 다양한 보호 기능과 회로가 경부하 동작(light-load operation)에 접어들면서 효율성을 향상시키는 적응형 데드 타임(adaptive dead time)을 포함한다. 이 스타트업 순서는 동적 자체 공급(Dynamic Self-Supply, DSS)으로 작동하는 온보드 고전압 전류 소스에 의해 보장된다. 보조 와인딩이 컨트롤러에 전원을 공급하는 데 시간이 걸리는 경우, DSS는 보조 전압이 상승하기 까지 에너지를 공급한다. 경부하 또는 무부하(no-load) 상태에서 주기를 건너뛰면, 매우 좁은 펄스를 고려했을 때 보조 와인딩이 붕괴될 수 있다. DSS는 이 모드에서 자동으로 활성화되어 컨트롤러를 자체 지원한다.

[그림 11] 2차 측은 2개의 연산 증폭기와 전압 기준을 이행한다.

이 전력 단계는 페이톤(Payton)의 평면 변압기를 사용하고 자체 구동 동기 정류기(synchronous rectifier) 쌍을 통해 출력 인덕터에 전력을 공급한다. 액티브 클램프 포워드 컨버터는 1차에 확장된 소자 주기를 고려하여 이러한 트랜지스터를 직접 구동하는데 매우 적합하다. 2차 측의 드라이브 전압은 오프 타임 동안 100%로 존재하며 이와 같은 전압 제어 정류기의 작동이 원활하도록 보장한다. 이것은 1차 인덕턴스의 자력이 감소되는 즉시 NVin 전압이 2차 측에서 사라지는 기존의 포워드의 경우와 다르다.
이 루프는 2개의 연산 증폭기를 기반으로 구성된다. 첫 번째 연산 증폭기인 U4는 U5가 LED를 구동하는 동안 Type 3 보상기에 사용되며, 잔류 상호작용을 정확하게 억제한다(빠른 레인 문제 없음). 보상 값은 계산된 값과 약간 다른데, 이것은 이 dc-dc 모듈과 관련된 어려운 점이다. 우리의 계산은 소-신호 응답만을 다루었고, 구성요소 값이 컨버터에 연결되었을 때 루프는 예상대로 매우 안정적이었다. 그러나 이 변환기에서도 발생하는 문제는 전원을 켤 때 Vout이 어떻게 상승하는가이다. Vout은 두 배의 슬로프 없이 단조롭게 상승해야 한다. 이것은 Vout이 조정된 값으로 안정화될 때까지 대-신호 동작이다. 이 시간 동안, 다양한 커패시터가 충전되는 방식과 이 커패시터가 출력 전압 상승에 어떻게 영향을 미치는지를 예측하기가 어렵다. 단조로운 스타트업을 부과하는 한 가지 방법은 R14와 C6을 통해 2차 측 기준 전압 U3을 소프트 스타팅(soft-start) 하는 것이다. 컨버터가 시작되자마자 C37의 보조 전압이 빠르게 상승하고 (C37은 소 커패시터가 되어야 함), C6의 저전압을 통해, 연산 증폭기 U4가 리드하고 Vout이 C6의 기하급수적인 전하를 따르게 한다. 이 경우, 1차 측 소프트 스타트 시간은 반도체에 대한 압박을 제한하기 위해 감소되지만 이 역할로 제한되어야 한다. 그렇지 않으면 2개의 소프트 스타트 프로세스(1차 및 2차)가 출력 전압 상승과 충돌하여 왜곡될 수 있다. 여기에는 약간의 조정이 필요하다.

루프 측정

그림 11의 회로는 전압 감지 디바이더의 상부 저항과 직렬로 10-Ω 저항(R2)이 있다는 것을 보여준다. 이 저항은 정상 작동 시 루프 폐쇄를 유지하며, 낮은 값을 고려하여 조정에 영향을 미치지 않는다. 그림 12에서와 같이 이 저항에 변압기를 연결하면, 물리적으로 루프를 열지 않고도 컨버터의 개방 루프 전달 기능을 하게 할 수 있다. 이 기술은 70년대에 미들브룩(Middlebrook) 박사가 개척한 기술이며 [10]에 상술되어 있다.

[그림 12] 10-Ω 저항을 사용하면, 컨버터를 스윕하고 선택한 전달 함수를 구할 수 있다.

프로브 연결을 위해 두 개의 간단한 후크로 프로토타입 단계에서 이 저항을 포함하는 것이 좋다. 작은 구성요소로 채워진 다층 인쇄 배선 기판(multi-layer printed circuit board)을 다루는 경우, 보드가 어셈블리에서 복귀하면 많은 것을 할 수 없다. 작은 저항을 삽입하고 나중에 이 저항을 프로브에 연결하기 위해 트레이스를 자르는 것은 복잡하고 위험하다. 레이아웃 단계에서 이와 같은 여분의 패드를 포함시키는 것이 더 쉽고 편리하다.
루프를 측정하기 위해, 뉴질랜드의 클레버스코프(Clever-scope)(https://cleverscope.com/)에서 제조한 CS328A 장비를 성공적으로 테스트했다. 이 디바이스는 2-채널 14-비트 오실로스코프와 주파수- 응답 분석기(FRA)를 함께 매우 합리적인 가격으로 제공한다. CS328A는 고체 상태의 인젝터를 장착하고 절연 변압기를 삽입할 필요가 없으며, 단순히 프로브를 전원 공급장치에 연결하기만 하면 된다. 먼저 이 기기는 대략적인 스윕을 수행하고 분사 레벨을 미세 조정하여 선형성에 영향을 주지 않고 적절한 신호/잡음 비율을 유지한다. 측량기는 관측한 파형을 영구적으로 표시하므로, 스윕 도중에 포화가 발생하는지를 즉시 확인할 수 있다. 한 가지 좋은 기능은 FRA와 병행하여 작동을 모니터링 하기 위해 다른 오실로스코프를 연결하는 것을 피하는 것이다. 결과적인 스윕은 그림 13에 제시되어 있으며, 주위에 약간의 위상 왜곡이 있는 정확한 크로스오버 주파수를 보여준다. 추가 분석 결과, 실제로 프론트-엔드 EMI 필터가 이 포인트 주변의 공진에 책임이 있으며 적절한 감쇠가 필요하다는 것이 밝혀졌다. 완료되면, 글리치는 예상대로 사라진다.

[그림 13 이 측정은 적절한 위상 마진이 있는 30-kHz 크로스오버를 확인하고 프런트-엔드 EMI 필터로 유도된 글리치를 보여준다.

결론

본 기고문에서는 전압 모드 제어로 작동되는 액티브 클램프 포워드 컨버터의 가능한 보상 전략에 대해 설명했다. 시뮬레이션 및 수학적 해법과 같은 도구를 결합하는 것은 설계와 각 요소의 역할을 이해하는 데 가장 좋은 방법이다. 이 때 보상 전략은 구성요소 변동성을 보상하는 것으로 여겨질 것이며, 나중에 벤치 측정에 의해 검증된다. 모델이 하드웨어에 충실한 것으로 여겨진 경우, 시뮬레이션 환경에서 이 기여자들을 스윕하는 것은 기여자들이 채택된 보상 체계에 의해 제대로 중립화되어 있는지를 확인하기 위해 필수적이다.

leekh@seminet.co.kr
(끝)
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